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Técnica interpolada del DDS en SDG2000X

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Técnica interpolada del DDS en SDG2000X

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1. Prefacio

Se puede considerar tan en la hoja de datos para la serie arbitraria del generador de forma de onda del SDG2000X de Siglent, la especificación de la tasa de muestreo (1.2GSa/s) es seguida por una nota “de la interpolación 4X”.

Esto puede ser confuso a algunos clientes, incluso algunos usuarios experimentados de los generadores de función. Este Libro Blanco se piensa para explicar esta especificación y para discutir las ventajas de la técnica interpolada del DDS comparada a un generador de función basada tradicional del DDS.

2. Perfil del DDS tradicional

La figura abajo muestra el diseño básico de la técnica tradicional del DDS, en la cual los datos digitales de la forma de onda son salida en respuesta a un reloj de referencia para el conjunto de circuitos del DDS, después convirtió por el convertidor de D/A usando el mismo reloj. Es decir, en una estructura tradicional del DDS el reloj para el DDS y para el funcionamiento del convertidor de D/A en la misma frecuencia.

Un filtro de la reconstrucción que sigue el convertidor de D/A ayuda a alisar los pasos de la salida de D/A para producir un pulidor, más señal “análoga”.

3. Introducción al DDS interpolado

La figura abajo muestra la estructura del DDS interpolado. Insertan a un interpolador entre el conjunto de circuitos del DDS y el convertidor de D/A. En esta estructura, los datos digitales de la forma de onda son salida en respuesta al reloj de referencia del conjunto de circuitos del DDS, interpolado por “I” (en SDG2000X I = 4), y entonces convertido por el D/A, con tiempos del reloj un “I” del muestreo la frecuencia del reloj de referencia. Después del convertidor de D/A, un filtro de la reconstrucción también se aplica.

El SDG2000X de Siglent aplica esta técnica con el factor I = 4. de la interpolación. El reloj de referencia del conjunto de circuitos del DDS en el SDG2000X es 300 megaciclos. Usando el conjunto de circuitos de la interpolación, el reloj de muestreo del convertidor de D/A se aumenta a 1,2 gigahertz. Ésta es la explicación detrás de la especificación encontrada en la hoja de datos - 1,2 GSa/s de 1,2 GSa/s seguidos por “una nota de la interpolación 4X”.

Esto explica a los mecánicos detrás de la técnica de muestreo interpolada. ¿Sin embargo, cuál es el razonamiento técnico detrás de la técnica del muestreo innovadora de Siglent?

4. ¿Por qué interpolación?

4,1 Para romper el límite del ancho de banda

Primero, comparemos la forma de onda en el ámbito de tiempo usando las dos diversas frecuencias de muestreo. Mirando la forma de onda de la salida del D/A, los 1,2 resultados de la frecuencia de muestreo de GSa/s en pasos más pequeños (más de alta resolución) que con el reloj del muestreo de 300 MSa/s

El lector puede pedir, “si se van ambas formas de onda a ser pasadas a través de un filtro de la reestructuración para alisar los pasos de la forma de onda, después la frecuencia de muestreo no debe importar.” El hecho es, el tamaño de paso afecta a la forma de onda alisada final.

Ahora miremos esta diferencia en el ámbito de frecuencia para conseguir una comprensión más clara.

La figura abajo muestra que un ejemplo del espectro en el cual una onda sinusoidal de 80 megaciclos está salida por un D/A con el espectro de 300 MSa/s. Output del D/A incluye el fundamental, y sus frecuencias de imagen N· fout del ± del fs, N=1,2…. Amplitudes de todos los componentes del espectro cumplir con el pecado (sobre de x)/x. El uso del filtro de la reconstrucción es filtrar todas las frecuencias de imagen que estén situadas fuera del ancho de banda de Nyquist.

Un filtro ideal de la reconstrucción debe conservar todas las señales situadas en el ancho de banda de Nyquist, y filtra hacia fuera los que está fuera de él. Es decir su respuesta de frecuencia debe ser coincidente con el ancho de banda de Nyquist, pues la pieza de la sombra en el cuadro 4. en este caso, la frecuencia máxima puede alcanzar el límite de Nyquist (e.g. frecuencia de reloj de muestreo del 1/2).

Como sabemos, en dirigir el filtro ideal con respuesta de la “pared de ladrillo” no existe. En el mundo real, los filtros tienen realmente cierto grado de se caen.

El cuadro 4 muestra el espectro de la salida de un convertidor de 300 MSa/s A/D con una frecuencia de la salida de 80 megaciclos. La imagen más cercana ocurre en 220 megaciclos así que el máximo se cae ocurriría en 140 megaciclos.

Pero para una señal de 150 megaciclos, la imagen más cercana es 300 – que sigue habiendo 150 = 150 megaciclos, el espacio para se caen son cero, que no es realizable. Generalmente, el ancho de banda del límite de un filtro de la reconstrucción es el 40% del reloj de muestreo. Es decir, para 300 MSa/s D/A, la frecuencia disponible máxima de la salida es 120 megaciclos.

La figura abajo muestra 2 diseños del filtro de la reconstrucción con descargas rodadas a partir de 120 megaciclos a 180 megaciclos. Ambos diseños son 9 filtros elípticos de la orden. La diferencia es el diseño en los componentes ideales de las aplicaciones izquierdas, y el que está a la derecha utiliza componentes del mundo real, con parámetros parásitos. Como podemos ver, un filtro real tiene una atenuación adicional de ~3dB en la frecuencia de la esquina (es decir 120 megaciclos), y su funcionamiento de la atenuación en la frecuencia de atajo de la banda de la parada (es decir 180 megaciclos) degrada.

Además, el pecado (el sobre de la respuesta de D/A sí mismo de x)/x añadirá la atenuación a la señal. En el 40% del reloj de muestreo (e.g. 120 megaciclos en el cuadro 4), la atenuación causada por el D/A son DB cerca de 2,4. Un pecado inverso (el filtro de x)/x es generalmente necesario compensar esta atenuación.

Si es la tasa de muestreo de D/A 1,2 GSa/s, para una señal de 80 megaciclos, la imagen más cercana son 1,12 gigahertz, así que el máximo caerse del filtro de la reconstrucción podría ser 1,04 gigahertz, tal y como se muestra en de cuadro 6. diseño del filtro de la reconstrucción se simplifica grandemente.

Por otra parte, como la anchura del lóbulo principal del pecado (los aumentos del sobre de x)/x, la atenuación contribuyeron por las disminuciones de D/A. En 120 megaciclos, la atenuación causada por los 1,2 GSa/s D/A es aproximadamente 0,14 DB, que se puede ignorar en la mayoría de los casos. Un pecado más inverso (la filtración de x)/x es necesaria.

De acuerdo con el antedicho, debido a los límites del filtro de la reconstrucción 300 MSa/s D/A pueden hacer salir solamente una frecuencia máxima de 120 megaciclos. Pero 1,2 GSa/s D/A pueden alcanzar un límite superior más alto de la frecuencia. Por supuesto en la estructura interpolada del DDS, el filtro digital en el interpolador restringirá la frecuencia al límite de Nyquist del reloj del DDS (e.g. 150 megaciclos), pero un filtro digital es mucho más fácil de diseñar que un filtro análogo de la reconstrucción. Usando el DDS interpolado, es fácil aumentar el límite superior de la frecuencia de la salida a partir de 120 megaciclos a 130 megaciclos o más.

4,2 para quitar los estímulos generados por el convertidor de D/A

La distorsión de intermodulación es inevitable en un convertidor de D/A. En una estructura tradicional del DDS es difícil quitar algunos componentes de la distorsión de intermodulación entre el reloj y la señal de salida, tal como fs -2fout, fs -3fout. La figura abajo muestra un ejemplo con tasa de muestreo de 120 megaciclos de frecuencia de la salida y de 300 MSa/s. La distorsión = el fs -2fout de = caídas 60 megaciclos en la banda de paso del filtro de la reconstrucción. No es posible ser quitado.

Pero con un 4X interpoló la estructura del DDS, para 120 megaciclos de salida de la frecuencia, los componentes de la distorsión = el fs -2fout = 960 megaciclos, fs -3fout = 840 megaciclos, que están situados lejos de la banda de paso del filtro de la reconstrucción.

5. Resumen

Comparado con un diseño tradicional del DDS, la técnica interpolada del DDS inserta a un interpolador entre el conjunto de circuitos del DDS y el convertidor de D/A, rindiendo una tasa de muestreo más alta. Con tal estructura el diseño del filtro de la reconstrucción es no más el embotellamiento para el ancho de banda. Por otra parte, los problemas debido a los productos de la distorsión de intermodulación que caen en la banda de paso del filtro de la reconstrucción se solucionan, dando por resultado un mejor funcionamiento de SFDR.

6. Referencia

[1] Analog Devices, un tutorial técnico en síntesis de la señal numérica

[2] A.V. Oppenheim, R.W. Schafer, J.R. Buck, tratamiento de señales del tiempo discreto